ماشین حساب mc34063 با کلید خارجی. شارژر قدرتمند گوشی هوشمند برای MC34063A

این اپوس حدود 3 قهرمان خواهد بود. چرا قهرمانان؟))) از قدیم الایام قهرمانان مدافعان سرزمین مادری هستند، افرادی که "دزدیدند"، یعنی نجات دادند، نه مثل الان "دزدیدن" ثروت.. احتکارکنندگان ما هستند. مبدل های پالس، 3 نوع (پایین، پله بالا، اینورتر). علاوه بر این، هر سه بر روی یک تراشه MC34063 و روی یک نوع سیم پیچ DO5022 با اندوکتانس 150 μH هستند. آنها به عنوان بخشی از یک سوئیچ سیگنال مایکروویو با استفاده از دیودهای پین استفاده می شوند که مدار و برد آن در انتهای این مقاله آورده شده است.

محاسبه مبدل کاهنده DC-DC (گام به پایین، باک) در تراشه MC34063

محاسبه با استفاده از روش استاندارد "AN920/D" از نیمه هادی ON انجام می شود. نمودار برق اصل مبدلدر شکل 1 نشان داده شده است. تعداد عناصر مدار مربوط به آخرین نسخه مدار است (از فایل "درایور MC34063 3in1 – نسخه 08.SCH").

شکل 1 نمودار مدار الکتریکی یک راننده گام به پایین.

خروجی آی سی:

نتیجه گیری 1 - SWC(کلکتور سوئیچ) - کلکتور ترانزیستور خروجی

نتیجه 2 - S.W.E.(امیتر سوئیچ) - امیتر ترانزیستور خروجی

نتیجه 3 - TS(خازن زمان بندی) - ورودی برای اتصال خازن زمان بندی

نتیجه 4 - GND– زمین (به سیم مشترک DC-DC کاهنده متصل می شود)

نتیجه گیری 5 - CII(FB) (ورودی معکوس مقایسه کننده) - ورودی معکوس کننده مقایسه کننده

نتیجه 6 - VCC- تغذیه

نتیجه 7 - Ipk- ورودی مدار محدود کننده حداکثر جریان

نتیجه 8 - DRC(کلکتور درایور) - کلکتور درایور ترانزیستور خروجی (همچنین به عنوان درایور ترانزیستور خروجی استفاده می شود ترانزیستور دوقطبی، مطابق مدار دارلینگتون که در داخل ریزمدار قرار دارد وصل شده است).

عناصر:

L 3- دریچه گاز بهتر است از گاز استفاده کنید نوع باز(به طور کامل با فریت بسته نشده است) - سری DO5022T از Coilkraft یا RLB از Bourns، زیرا چنین چوکی با جریان بالاتری نسبت به چوک های معمولی نوع بسته CDRH Sumida وارد اشباع می شود. بهتر است از چوک هایی با اندوکتانس بالاتر از مقدار محاسبه شده به دست آمده استفاده کنید.

از 11- خازن زمان بندی، فرکانس تبدیل را تعیین می کند. حداکثر فرکانس تبدیل برای تراشه های 34063 حدود 100 کیلوهرتز است.

R 24, R 21- تقسیم کننده ولتاژ برای مدار مقایسه. ورودی غیر معکوس مقایسه کننده با ولتاژ 1.25 ولت از رگولاتور داخلی و ورودی معکوس از تقسیم کننده ولتاژ تامین می شود. هنگامی که ولتاژ تقسیم کننده برابر با ولتاژ تنظیم کننده داخلی می شود، مقایسه کننده ترانزیستور خروجی را سوئیچ می کند.

C 2، C 5، C 8 و C 17، C 18- به ترتیب فیلترهای خروجی و ورودی. ظرفیت فیلتر خروجی مقدار ریپل ولتاژ خروجی را تعیین می کند. اگر در حین محاسبات مشخص شد که برای یک مقدار ریپل معین به ظرفیت بسیار زیادی نیاز است، می توانید محاسبه را برای امواج بزرگ انجام دهید و سپس از یک فیلتر LC اضافی استفاده کنید. ظرفیت ورودی معمولاً 100 ... 470 μF گرفته می شود (توصیه TI حداقل 470 μF است) ، ظرفیت خروجی نیز 100 ... 470 μF (220 μF گرفته شده است) گرفته می شود.

R 11-12-13 (RSC)- مقاومت حسگر جریان برای مدار محدود کننده جریان مورد نیاز است. حداکثر جریان ترانزیستور خروجی برای MC34063 = 1.5A، برای AP34063 = 1.6A. اگر پیک جریان سوئیچینگ از این مقادیر بیشتر شود، ریزمدار ممکن است بسوزد. اگر مطمئن باشید که اوج جریان حتی به حداکثر مقادیر نزدیک نمی شود، این مقاومت قابل نصب نیست. محاسبه به طور خاص برای جریان اوج (ترانزیستور داخلی) انجام می شود. هنگام استفاده از ترانزیستور خارجی، جریان اوج از آن عبور می کند، در حالی که جریان کوچکتر (کنترلی) از ترانزیستور داخلی عبور می کند.

VT 4 – یک ترانزیستور دوقطبی خارجی زمانی در مدار قرار می گیرد که پیک جریان محاسبه شده از 1.5 آمپر (در جریان خروجی زیاد) تجاوز کند. در غیر این صورت، گرم شدن بیش از حد ریز مدار می تواند منجر به خرابی آن شود. حالت کار (جریان پایه ترانزیستور) آر 26 , آر 28 .

VD 2 - دیود شاتکی یا دیود فوق سریع برای ولتاژ (جلو و معکوس) حداقل خروجی 2U

روش محاسبه:

• ورودی اسمی را انتخاب کنید و ولتاژ خروجی: V در, V بیرونو حداکثر

جریان خروجی من بیرون.

در طرح ما V در = 24 ولت، ولتاژ خروجی = 5 ولت، من خروجی = 500 میلی آمپر(حداکثر 750 میلی آمپر)

• حداقل ولتاژ ورودی را انتخاب کنید V در (دقیقه)و حداقل فرکانس کاری fminبا انتخاب شده V درو من بیرون.

در طرح ما V in (min) = 20V (طبق مشخصات فنی)،انتخاب کنید f min = 50 کیلوهرتز

3) مقدار را محاسبه کنید (t روشن + t خاموش) حداکثرطبق فرمول (t روشن +t خاموش) حداکثر =1/f دقیقه, t روشن (حداکثر)- حداکثر زمان باز بودن ترانزیستور خروجی، تاف (حداکثر)- حداکثر زمان بسته شدن ترانزیستور خروجی.

(t روشن +t خاموش) حداکثر =1/f دقیقه =1/50کیلوهرتز=0.02 ام‌اس=20 μS

محاسبه نسبت t روشن/ت خاموشطبق فرمول t روشن /t خاموش =(V خروجی +V F)/(V در (دقیقه) -V sat -V خارج)، کجا V F- افت ولتاژ در سراسر دیود (به جلو - افت ولتاژ رو به جلو)، V نشست- افت ولتاژ در ترانزیستور خروجی هنگامی که در حالت کاملاً باز (اشباع - ولتاژ اشباع) در جریان معین قرار دارد. V نشستاز نمودارها یا جداول ارائه شده در اسناد تعیین می شود. از فرمول مشخص است که بیشتر V در, V بیرونو هر چه بیشتر با یکدیگر تفاوت داشته باشند، تأثیر کمتری بر نتیجه نهایی دارند V Fو V نشست.

(t روشن /t خاموش) حداکثر =(V خروجی +V F)/(V در (دقیقه) -V sat -V خارج)=(5+0.8)/(20-0.8-5)=5.8/14.2=0.408

4) دانستن t روشن/ت خاموشو (t روشن + t خاموش) حداکثرسیستم معادلات را حل کنید و پیدا کنید t روشن (حداکثر).

t خاموش = (t روشن + t خاموش) حداکثر / ((t روشن / t خاموش) حداکثر +1) =20μS/(0.408+1)=14.2 μS

تی در (حداکثر) =20- خاموش کردن= 20-14.2 µS = 5.8 µS

5) ظرفیت خازن زمان بندی را بیابید از 11 (Ct) طبق فرمول:

C 11 = 4.5*10 -5 *t روشن (حداکثر).

سی 11 = 4.5*10 -5 * تی در (حداکثر) =4.5*10 - 5*5.8 μS=261pF(این مقدار حداقل است)، 680pF را بگیرید

هر چه ظرفیت خازنی کمتر باشد فرکانس بالاتر است. ظرفیت 680pF مربوط به فرکانس 14KHz است

6) پیک جریان عبوری از ترانزیستور خروجی را پیدا کنید: من PK (سوئیچ) = 2 * I out. اگر معلوم شود که از حداکثر جریان ترانزیستور خروجی (1.5 ... 1.6 A) بیشتر است، مبدل با چنین پارامترهایی غیرممکن است. لازم است مدار را برای جریان خروجی کمتر دوباره محاسبه کنید ( من بیرون) یا از مداری با ترانزیستور خارجی استفاده کنید.

من PK(سوئیچ) =2*I out =2*0.5=1الف(برای حداکثر جریان خروجی 750 میلی آمپر من PK (سوئیچ) = 1.4A)

7) محاسبه کنید Rscطبق فرمول: R sc = 0.3/I PK (سوئیچ).

R sc =0.3/I PK(سوئیچ) =0.3/1=0.3 اهم،ما 3 مقاومت را به صورت موازی وصل می کنیم ( R 11-12-13) 1 اهم

8) حداقل ظرفیت خازن فیلتر خروجی را محاسبه کنید: C 17 =I PK(سوئیچ) *(t روشن +t خاموش) حداکثر /8V ریپل(p-p)، کجا موج V (p-p)- حداکثر مقدار ریپل ولتاژ خروجی. حداکثر ظرفیت از مقادیر استاندارد نزدیک به مقدار محاسبه شده گرفته می شود.

از 17 =من پی کی کردم (سوئیچ) *(تی در+ خاموش کردن) حداکثر/8 موج V (ص — ص) =1*14.2 µS/8*50 mV=50 µF، 220 µF را بگیرید

9) حداقل اندوکتانس سلف را محاسبه کنید:

L 1(دقیقه) = تی در (حداکثر) *(V در (دقیقه) — V نشست— V بیرون)/ من پی کی کردم (سوئیچ) . اگر C17 و L1 خیلی بزرگ هستند، می توانید سعی کنید فرکانس تبدیل را افزایش دهید و محاسبه را تکرار کنید. هر چه فرکانس تبدیل بیشتر باشد، حداقل ظرفیت خازن خروجی و حداقل اندوکتانس سلف کمتر می شود.

L 1(دقیقه) =t روشن(حداکثر) *(V در(دقیقه) -V sat -V خارج)/I PK(سوئیچ) =5.8μS *(20-0.8-5)/1=82.3 µH

این حداقل اندوکتانس است. برای ریزمدار MC34063، سلف باید با مقدار اندوکتانس عمدا بزرگتر از مقدار محاسبه شده انتخاب شود. ما L=150μH را از CoilKraft DO5022 انتخاب می کنیم.

10) مقاومت های تقسیم کننده از نسبت محاسبه می شود خروجی V = 1.25*(1+R 24 /R 21). این مقاومت ها باید حداقل 30 اهم باشند.

برای خروجی V = 5 ولت، R 24 = 3.6K را می گیریم، سپسآر 21 =1.2K

محاسبه آنلاین http://uiut.org/master/mc34063/ صحت مقادیر محاسبه شده را نشان می دهد (به جز Ct=C11):

همچنین یک محاسبه آنلاین دیگر وجود دارد http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm که صحت مقادیر محاسبه شده را نیز نشان می دهد.

12) با توجه به شرایط محاسبه در بند 7، جریان اوج 1A (حداکثر 1.4A) نزدیک به حداکثر جریان ترانزیستور (1.5 ... 1.6 A) است، توصیه می شود یک ترانزیستور خارجی از قبل در اوج نصب کنید جریان 1A، به منظور جلوگیری از گرم شدن بیش از حد ریز مدار. این کار انجام می شود. ما ترانزیستور VT4 MJD45 (نوع PNP) را با ضریب انتقال جریان 40 انتخاب می کنیم (توصیه می شود h21e را تا حد امکان بالا ببرید، زیرا ترانزیستور در حالت اشباع کار می کند و ولتاژ افت در آن حدود = 0.8 ولت است). برخی از سازندگان ترانزیستور در عنوان دیتاشیت نشان می دهند که ولتاژ اشباع Usat کم است، حدود 1 ولت، که باید از آن راهنمایی شود.

بیایید مقاومت مقاومت های R26 و R28 را در مدارهای ترانزیستور انتخاب شده VT4 محاسبه کنیم.

جریان پایه ترانزیستور VT4: من b= من پی کی کردم (سوئیچ) / ساعت 21 اوه . من b=1/40=25mA

مقاومت در مدار BE: آر 26 =10*ساعت21e/ من پی کی کردم (سوئیچ) . آر 26 =10*40/1=400 اهم (R 26 = 160 Ohm را بگیرید)

جریان عبوری از مقاومت R26: I RBE =V BE /R 26 =0.8/160=5mA

مقاومت در مدار پایه: آر 28 =(Vin(min)-Vsat(درایور)-V RSC -V BEQ 1)/(I B +I RBE)

آر 28 =(20-0.8-0.1-0.8)/(25+5)=610 اهم، می توانید کمتر از 160 اهم مصرف کنید (همانند R 26، زیرا ترانزیستور دارلینگتون داخلی می تواند جریان بیشتری را برای مقاومت کوچکتر فراهم کند.

13) عناصر snubber را محاسبه کنید آر 32, سی 16. (محاسبه مدار بوست و نمودار زیر را ببینید).

14) بیایید عناصر فیلتر خروجی را محاسبه کنیم L 5 , آر 37, سی 24 (G. Ott "روش های سرکوب نویز و تداخل در سیستم های الکترونیکی" ص 120-121).

سیم پیچ L5 = 150 µH (چوک مشابه با مقاومت مقاومتی فعال R چوک = 0.25 اهم) و C24 = 47 µF (در نمودار نشان داده شده است) را انتخاب کردم. ارزش بالاتر 100 µF)

بیایید کاهش تضعیف فیلتر را محاسبه کنیم xi =((R+Rdross)/2)* ریشه (C/L)

R=R37 زمانی تنظیم می شود که کاهش تضعیف کمتر از 0.6 باشد، به منظور حذف بیش از حد پاسخ فرکانس نسبی فیلتر (رزونانس فیلتر). در غیر این صورت، فیلتر در این فرکانس قطع به جای کاهش نوسانات، نوسانات را تقویت می کند.

بدون R37: Ksi=0.25/2*(ریشه 47/150)=0.07 - پاسخ فرکانس به +20dB افزایش می یابد که بد است، بنابراین R=R37=2.2 اهم را تنظیم می کنیم، سپس:

C R37: Xi = (1+2.2)/2*(ریشه 47/150) = 0.646 - با Xi 0.5 یا بیشتر، پاسخ فرکانس کاهش می یابد (رزونانس وجود ندارد).

فرکانس تشدید فیلتر (فرکانس قطع) Fср=1/(2*pi*L*C) باید زیر فرکانسهای تبدیل ریزمدار قرار داشته باشد (در نتیجه این فرکانسهای بالا 10-100 کیلوهرتز فیلتر می شوند). برای مقادیر مشخص شده L و C، Faver = 1896 هرتز را به دست می آوریم، که کمتر از فرکانس کاری مبدل 10-100 کیلوهرتز است. مقاومت R37 را نمی توان بیش از چند اهم افزایش داد، زیرا ولتاژ دو طرف آن کاهش می یابد (با جریان بار 500 میلی آمپر و R37=2.2 اهم، افت ولتاژ Ur37=I*R=0.5*2.2=1.1V خواهد بود). .

تمام عناصر مدار برای نصب سطحی انتخاب می شوند

اسیلوگرام های عملکرد در نقاط مختلف مدار مبدل باک:

15) الف) اسیلوگرام بدون بار ( Uin=24V، Uout=+5V):

ولتاژ +5 ولت در خروجی مبدل (روی خازن C18) بدون بار

سیگنال در کلکتور ترانزیستور VT4 دارای فرکانس 30-40 هرتز است، زیرا بدون بار، مدار حدود 4 میلی آمپر مصرف می کند بدون بار

سیگنال های کنترل روی پایه 1 میکرو مدار (پایین) و بر اساس ترانزیستور VT4 (بالا) بدون بار

ب) اسیلوگرام تحت بار(Uin=24V، Uout=+5V)، با ظرفیت تنظیم فرکانس c11=680pF. بار را با کاهش مقاومت مقاومت تغییر می دهیم (3 اسیلوگرام در زیر). جریان خروجی تثبیت کننده و همچنین ورودی افزایش می یابد.

بار - 3 مقاومت 68 اهم به صورت موازی ( 221 میلی آمپر) جریان ورودی - 70 میلی آمپر

پرتو زرد - سیگنال مبتنی بر ترانزیستور (کنترل) پرتو آبی - سیگنال در جمع کننده ترانزیستور (خروجی) بار - 5 مقاومت 68 اهم به صورت موازی ( 367 میلی آمپر) جریان ورودی - 110 میلی آمپر

پرتو زرد - سیگنال مبتنی بر ترانزیستور (کنترل) پرتو آبی - سیگنال در جمع کننده ترانزیستور (خروجی) بار - 1 مقاومت 10 اهم ( 500 میلی آمپر) جریان ورودی - 150 میلی آمپر

نتیجه گیری: بسته به بار، فرکانس تکرار پالس تغییر می کند، با بار بیشتر فرکانس افزایش می یابد، سپس مکث (5+ ولت) بین فاز تجمع و رهاسازی ناپدید می شود. پالس های مربعی- تثبیت کننده "در حد" توانایی های خود کار می کند. این را می توان در اسیلوگرام زیر نیز مشاهده کرد، هنگامی که ولتاژ "اره" افزایش می یابد - تثبیت کننده وارد حالت محدود کننده جریان می شود.

ج) ولتاژ در ظرفیت تنظیم فرکانس c11=680pF در حداکثر بار 500 میلی آمپر

پرتو زرد - سیگنال ظرفیت (اره کنترلی) پرتو آبی - سیگنال در جمع کننده ترانزیستور (خروجی) بار - 1 مقاومت 10 اهم ( 500 میلی آمپر) جریان ورودی - 150 میلی آمپر

د) ریپل ولتاژ در خروجی تثبیت کننده (c18) در حداکثر بار 500 میلی آمپر

پرتو زرد - سیگنال ضربان در خروجی (s18) بار - 1 مقاومت 10 اهم ( 500 میلی آمپر)

ریپل ولتاژ در خروجی فیلتر LC(R) (c24) در حداکثر بار 500 میلی آمپر

پرتو زرد - سیگنال موج دار در خروجی فیلتر LC(R) (c24) بار - 1 مقاومت 10 اهم ( 500 میلی آمپر)

نتیجه گیری: محدوده ولتاژ ریپل پیک به پیک از 300 میلی ولت به 150 میلی ولت کاهش یافت.

ه) اسیلوگرام نوسانات میرا شده بدون ضربه گیر:

پرتو آبی - روی یک دیود بدون اسناببر (وارد کردن یک پالس در طول زمان قابل مشاهده است با دوره برابر نیست، زیرا این PWM نیست، بلکه PFM است)

اسیلوگرام نوسانات میرا بدون اسناببر (بزرگ شده):

محاسبه مبدل DC-DC افزایش و تقویت در تراشه MC34063

http://uiut.org/master/mc34063/. برای درایور تقویت، اساساً همان محاسبه درایور باک است، بنابراین می توان به آن اعتماد کرد. در طول محاسبه آنلاین، طرح به طور خودکار از "AN920/D" به طرح استاندارد تغییر می کند، نتایج محاسبات و خود طرح استاندارد در زیر ارائه شده است.

- ترانزیستور N-channel اثر میدانی VT7 IRFR220N. ظرفیت بار ریز مدار را افزایش می دهد و امکان تعویض سریع را فراهم می کند. انتخاب شده توسط: مدار الکتریکی مبدل تقویت کننده در شکل 2 نشان داده شده است. تعداد عناصر مدار مطابق با آخرین نسخه مدار است (از فایل "درایور MC34063 3in1 – ver 08.SCH"). عناصری در نمودار وجود دارد که روشن نیستند طرح استانداردمحاسبه آنلاین اینها عناصر زیر هستند:

• حداکثر ولتاژ منبع تخلیه V DSS =200 ولت، tk ولتاژ بالاخروجی +94 ولت
• افت ولتاژ کانال پایین RDS(روشن) حداکثر = 0.6Oمترهرچه مقاومت کانال کمتر باشد، تلفات گرمایشی کمتر و بازده بالاتری دارد.
• ظرفیت کوچک (ورودی)، که شارژ گیت را تعیین می کند Qg (شارژ کل گیت)و جریان ورودی پایین. برای یک ترانزیستور معین من=Qg*FSW= 15nC*50 KHz=750uA.
• حداکثر جریان تخلیه شناسه=5A، tk جریان پالس Ipk=812 میلی آمپر در جریان خروجی 100 میلی آمپر

- عناصر تقسیم کننده ولتاژ R30، R31 و R33 (ولتاژ را برای دروازه VT7 کاهش می دهد، که نباید بیشتر از V GS = 20V باشد)

- عناصر تخلیه ظرفیت ورودی VT7 - R34، VD3، VT6 هنگام تعویض ترانزیستور VT7 به حالت بسته. زمان فروپاشی گیت VT7 را از 400 nS (نشان داده نشده) به 50 nS (شکل موج با زمان فروپاشی 50 nS) کاهش می دهد. log 0 در پایه 2 ریزمدار، ترانزیستور PNP VT6 را باز می کند و ظرفیت گیت ورودی از طریق اتصال CE VT6 تخلیه می شود (سریع تر از مقاومت R33، R34).

- هنگام محاسبه، سیم پیچ L بسیار بزرگ است، یک مقدار اسمی کمتر L=L4 (شکل 2) = 150 μH انتخاب شده است.

- عناصر snubber C21, R36.

محاسبه اسنابر:

بنابراین L=1/(4*3.14^2*(1.2*10^6)^2*26*10^-12)=6.772*10^4 Rsn=√(6.772*10^4 /26*10^- 12) = 5.1 KOhm

اندازه خازن اسنابر معمولاً یک راه حل مصالحه است، زیرا از یک طرف، هر چه ظرفیت خازن بزرگتر باشد، هموارسازی بهتر (تعداد نوسانات کمتر) می شود، از سوی دیگر، در هر سیکل ظرفیت خازن شارژ می شود و بخشی از آن را از بین می برد. انرژی مفید از طریق مقاومت، که بر راندمان تأثیر می گذارد (معمولاً یک اسناببر معمولی بازده را بسیار کمی کاهش می دهد، در عرض چند درصد).

با نصب یک مقاومت متغیر، مقاومت را با دقت بیشتری تعیین کردیم آر=1 ک

شکل 2 نمودار مدار الکتریکی یک درایور افزایش دهنده، تقویت کننده.

اسیلوگرام های عملکرد در نقاط مختلف مدار مبدل تقویت کننده:

الف) ولتاژ در نقاط مختلف بدون بار:

ولتاژ خروجی - 94 ولت بدون بار

ولتاژ دروازه بدون بار

تخلیه ولتاژ بدون بار

ب) ولتاژ در گیت (پرتو زرد) و درین (پرتو آبی) ترانزیستور VT7:

در دروازه و تخلیه تحت بار، فرکانس از 11 کیلوهرتز (90 میکرو ثانیه) به 20 کیلوهرتز (50 میکرو ثانیه) تغییر می کند - این PWM نیست، بلکه PFM است.

روی دروازه و تخلیه تحت بار بدون اسناببر (کشش - 1 دوره نوسان)

روی دروازه و زیر بار با اسنابر تخلیه کنید

ج) پایه ولتاژ لبه جلویی و انتهایی 2 (پرتو زرد) و روی دروازه (پرتو آبی) VT7، پایه اره 3:

آبی - زمان افزایش 450 ns در گیت VT7

زرد - زمان افزایش 50 ns در هر پین 2 تراشه آبی - زمان افزایش 50 ثانیه در گیت VT7

اره روی Ct (پایه 3 آی سی) با رهاسازی کنترل F=11k

محاسبه اینورتر DC-DC (مرحله به بالا/پایین، اینورتر) در تراشه MC34063

محاسبه همچنین با استفاده از روش استاندارد "AN920/D" از نیمه هادی ON انجام می شود.

محاسبه را می توان بلافاصله "آنلاین" http://uiut.org/master/mc34063/ انجام داد. برای درایور معکوس، اساساً همان محاسبه برای درایور باک است، بنابراین می توان به آن اعتماد کرد. در طول محاسبه آنلاین، طرح به طور خودکار از "AN920/D" به طرح استاندارد تغییر می کند، نتایج محاسبات و خود طرح استاندارد در زیر ارائه شده است.

— ترانزیستور PNP دوقطبی VT7 (ظرفیت بار را افزایش می دهد) مدار الکتریکی مبدل معکوس در شکل 3 نشان داده شده است. ”). این طرح حاوی عناصری است که در طرح محاسبه آنلاین استاندارد گنجانده نشده است. اینها عناصر زیر هستند:

- عناصر تقسیم کننده ولتاژ R27، R29 (جریان پایه و حالت کار VT7 را تنظیم می کند)،

- عناصر snubber C15, R35 (ارتعاشات ناخواسته دریچه گاز را سرکوب می کند)

برخی از مؤلفه ها با موارد محاسبه شده متفاوت است:

• سیم پیچ L کمتر از مقدار محاسبه شده L = L2 (شکل 3) = 150 μH گرفته می شود (همه سیم پیچ ها از یک نوع هستند)
• ظرفیت خروجی کمتر از مقدار محاسبه شده C0=C19=220uF است
• خازن تنظیم فرکانس C13 = 680pF گرفته شده است، مربوط به فرکانس 14KHz
• مقاومت های تقسیم کننده R2=R22=3.6K، R1=R25=1.2K (ابتدا برای ولتاژ خروجی -5V گرفته شده است) و مقاومت های نهایی R2=R22=5.1K، R1=R25=1.2K (ولتاژ خروجی -6.5V)

مقاومت محدود کننده جریان Rsc گرفته می شود - 3 مقاومت به صورت موازی، هر کدام 1 اهم (مقاومت حاصل 0.3 اهم)

شکل 3 نمودار مدار الکتریکی اینورتر (افزایش/پایین آمدن، اینورتر).

اسیلوگرام های عملکرد در نقاط مختلف مدار اینورتر:

الف) با ولتاژ ورودی +24 ولت بدون بار:

خروجی -6.5 ولت بدون بار

روی کلکتور - انباشت و آزادسازی انرژی بدون بار

روی پایه 1 و پایه ترانزیستور بدون بار

روی پایه و کلکتور ترانزیستور بدون بار

ریپل خروجی بدون بار

اما در پیکربندی اولیه، واقعا جریان کافی برای شارژ کامل گوشی هوشمند نداشت، فقط حدود 500 میلی آمپر. دستگاه با تمام توانش در حال تکان خوردن بود، اما تراشه بیش از حد داغ شده بود و این تأثیر منفی بر کارایی و عملکرد کلی داشت.

من به شما یادآوری می کنم که خسته نباشید - می توانید یک پاوربانک آماده باحال و با سلیقه خود بخرید :)

اینجا برای یک رفیق کار دورهلازم بود یک پاور بانک بسازیم، بنابراین مداری با یک عنصر کلید خارجی روی یک ترانزیستور اثر میدانی به عنوان پایه در نظر گرفته شد.

اتصال یک ترانزیستور اثر میدانی به خروجی یک امیتر باز امکان پذیر نیست. نمودار در زیر ارائه شده است، تمام فرمول های محاسباتی لازم در تصویر نشان داده شده است، علاوه بر این، من می توانم ماشین حسابی را ارائه دهم که می تواند برای محاسبه مقاومت های بازخورد برای به دست آوردن ولتاژ مورد نیاز (5 ولت برای شارژ تلفن هوشمند مورد نیاز است) استفاده شود. برای ولتاژ خروجی 5 ولت، مقاومت های 1k و 3k مناسب هستند، 1k یک به زمین است. نحوه استفاده از ماشین حساب در لینک اول مقاله نوشته شده است.

جدا کردن تابلو، عکس زیر، فایل انتهای مقاله سخت نبود.

عناصر SMD مخلوط با عناصر خروجی استفاده شد.

اجرای نهایی دستگاه به شما این امکان را می دهد که هر تلفن هوشمندی را با آداپتور مناسب شارژ کنید. جریان به راحتی می تواند به 2 آمپر برسد، در حالی که حتی یک قسمت گرم نمی شود. این پیاده سازی خاص یک کانکتور USB در خروجی داشت.

در اصل، شما یک مبدل STEP-UP را می بینید که از ترانزیستور MCP34063A + MOSFET برای تقویت جریان استفاده می کند.

اگر نیاز به تغذیه آن از ولتاژ پایین دارید، مانند باتری لیتیوم یونی، پالس ها از طریق دیود شاتکی به گیت اعمال می شوند.

• 20.09.2014

  ماشه دستگاهی با دو حالت تعادل پایدار است که برای ضبط و ذخیره اطلاعات طراحی شده است. فلیپ فلاپ می تواند 1 بیت داده را ذخیره کند. نمادماشه به شکل یک مستطیل است که در داخل آن حرف T نوشته شده است، سیگنال های ورودی به سمت چپ تصویر مستطیل متصل می شوند. نامگذاری ورودی های سیگنال در یک فیلد اضافی در سمت چپ مستطیل نوشته می شود. ...

• 21.09.2014

  مرحله خروجی تک چرخه تقویت کننده لوله حاوی حداقل قطعات است و به راحتی مونتاژ و تنظیم می شود. پنتودها در مرحله خروجی فقط در حالت های فوق خطی، سه راهی یا عادی قابل استفاده هستند. با اتصال تریود، شبکه محافظ از طریق یک مقاومت 100 ... 1000 اهم به آند متصل می شود. در یک اتصال فوق خطی، آبشار توسط سیستم عامل در امتداد شبکه محافظ پوشانده می شود که باعث کاهش ...

• 04.05.2015

  در شکل نمودار یک کنترل از راه دور مادون قرمز ساده و یک گیرنده که عنصر اجرایی آن رله است را نشان می دهد. به دلیل سادگی مدار کنترل از راه دور، دستگاه می تواند تنها دو عمل انجام دهد: رله را روشن کرده و با رها کردن دکمه S1 آن را خاموش کنید، که ممکن است برای اهداف خاصی (درهای گاراژ، باز کردن قفل الکترومغناطیسی و غیره) کافی باشد. ). راه اندازی مدار بسیار ...

• 05.10.2014

  مدار با استفاده از دو آپمپ TL072 ساخته شده است. یک پیش تقویت کننده با ضریب روی A1.1 ساخته شده است. تقویت با یک نسبت داده شده R2\R3. R1 کنترل صدا است. Op amp A1.2 دارای کنترل تون پل سه باند فعال است. تنظیمات توسط مقاومت های متغیر R7R8R9 انجام می شود. Coef. انتقال این گره 1. منبع شارژ اولیه ULF می تواند از ± 4 ولت تا 15 ولت باشد.

در زیر نموداری از مبدل DC-DC افزایش یافته است که بر اساس توپولوژی تقویتی ساخته شده است، که وقتی ولتاژ 5 ... 13 ولت به ورودی اعمال می شود، ولتاژ پایدار 19 ولت در خروجی تولید می کند. بنابراین، با استفاده از این مبدل می توانید 19 ولت را از هر ولتاژ استاندارد دریافت کنید: 5 ولت، 9 ولت، 12 ولت. مبدل برای حداکثر جریان خروجی حدود 0.5 آمپر طراحی شده است، اندازه کوچک و بسیار راحت است.

برای کنترل مبدل از یک میکرو مدار پرکاربرد استفاده می شود.

ماسفت قدرتمند n-channel به عنوان کلید برق به عنوان مقرون به صرفه ترین راه حل از نظر کارایی استفاده می شود. این ترانزیستورها در حالت باز دارای حداقل مقاومت و در نتیجه حداقل حرارت (حداقل اتلاف توان) هستند.

از آنجایی که ریزمدارهای سری 34063 برای کنترل ترانزیستورهای اثر میدان مناسب نیستند، بهتر است از آنها همراه با درایورهای خاص (مثلاً با درایور بازوی بالای نیم پل) استفاده کنید - این به شما امکان می دهد لبه های تندتر هنگام باز و بسته کردن کلید برق. با این حال، در غیاب ریزمدارهای راننده، می توانید به جای آن از "جایگزین انسان فقیر" استفاده کنید: یک ترانزیستور PNP دوقطبی با یک دیود و یک مقاومت (در این مورد ممکن است، زیرا منبع میدان به آن متصل است. سیم مشترک). هنگامی که ماسفت روشن می شود، گیت از طریق دیود شارژ می شود، ترانزیستور دوقطبی بسته می شود و هنگامی که ماسفت خاموش می شود، ترانزیستور دوقطبی باز می شود و گیت از طریق آن تخلیه می شود.

طرح:

جزئیات:

L1، L2 - القاگرها به ترتیب 35 μH و 1 μH. سیم پیچ L1 را می توان با یک سیم ضخیم روی حلقه ای از مادربرد پیچید، فقط یک حلقه با قطر بزرگتر پیدا کنید، زیرا اندوکتانس های بومی فقط چند میکروهنری وجود دارد و ممکن است مجبور شوید آنها را در چند لایه بپیچید. سیم پیچ L2 (برای فیلتر) را آماده از مادربرد می گیریم.

C1 - فیلتر ورودی، الکترولیت 330 uF/25V

C2 - خازن زمان بندی، سرامیکی 100 pF

C3 - فیلتر خروجی، الکترولیت 220 uF/25V

C4، R4 - snubber، اسمی 2.7 nF، 10 Ohm، به ترتیب. در بسیاری از موارد، شما می توانید بدون آن به طور کامل انجام دهید. مقادیر عناصر snubber به شدت به سیم کشی خاص بستگی دارد. محاسبه به صورت تجربی، پس از تولید تخته انجام می شود.

C5 - فیلتر منبع تغذیه میکروهی، سرامیک 0.1 µF

http://site/datasheets/pdf-data/2019328/PHILIPS/2PA733.html

این نمودار نیز اغلب مشاهده می شود:

هنگامی که توسعه دهنده هر دستگاهی با این سوال روبرو می شود "چگونه ولتاژ مورد نیاز را بدست آوریم؟" ، پاسخ معمولاً ساده است - یک تثبیت کننده خطی. مزیت بدون شک آنها هزینه کم و حداقل سیم کشی آنها است. اما در کنار این مزایا، آنها یک اشکال دارند - گرمایش قوی. مقدار زیادی انرژی گرانبها توسط تثبیت کننده های خطی به گرما تبدیل می شود. بنابراین، استفاده از چنین تثبیت کننده هایی در دستگاه های باتری دار توصیه نمی شود. اقتصادی تر هستند مبدل های DC-DC . این چیزی است که ما در مورد آن صحبت خواهیم کرد.

نمای عقب:

همه چیز قبلاً در مورد اصول عملیاتی قبل از من گفته شده است ، بنابراین من در مورد آن صحبت نمی کنم. اجازه دهید فقط بگویم که چنین مبدل هایی در مبدل های Step-up (step-up) و step-down (step-down) وجود دارند. البته من به دومی علاقه داشتم. در تصویر بالا می توانید ببینید چه اتفاقی افتاده است. مدارهای مبدل با دقت توسط من از دیتاشیت ترسیم شدند :-) بیایید با مبدل Step-Down شروع کنیم:

همانطور که می بینید، هیچ چیز پیچیده ای نیست. مقاومت‌های R3 و R2 تقسیم‌کننده‌ای را تشکیل می‌دهند که ولتاژ از آن برداشته می‌شود و به پایه فیدبک ریزمدار می‌رسد. MC34063.بر این اساس با تغییر مقادیر این مقاومت ها می توان ولتاژ خروجی مبدل را تغییر داد. مقاومت R1 برای محافظت از ریزمدار از خرابی در این رویداد استفاده می کند اتصال کوتاه. اگر به جای آن یک جامپر را لحیم کنید، حفاظت غیرفعال می شود و مدار ممکن است دود جادویی را منتشر کند که تمام وسایل الکترونیکی روی آن کار می کنند. :-) هر چه مقاومت این مقاومت بیشتر باشد، مبدل جریان کمتری می تواند ارائه دهد. با مقاومت 0.3 اهم، جریان از نیم آمپر تجاوز نخواهد کرد. ضمناً تمام این مقاومت ها توسط من قابل محاسبه است. من چوک را آماده برداشتم، اما هیچکس من را منع نمی کند که خودم آن را باد کنم. نکته اصلی این است که جریان مورد نیاز را دارد. دیود نیز هر شاتکی و همچنین برای جریان مورد نیاز است. به عنوان آخرین راه حل، می توانید دو دیود کم مصرف را موازی کنید. ولتاژ خازن در نمودار نشان داده نشده است، آنها باید بر اساس ولتاژ ورودی و خروجی انتخاب شوند. بهتر است آن را با رزرو دو برابر بگیرید.
مبدل Step-UP تفاوت های جزئی در مدار خود دارد:

الزامات برای قطعات مانند مرحله پایین آمدن است. در مورد کیفیت ولتاژ خروجی حاصل، کاملاً پایدار است و موج‌ها، همانطور که می‌گویند، کوچک هستند. (از آنجایی که هنوز اسیلوسکوپ ندارم، نمی توانم در مورد ریپل ها بگویم). سوالات، پیشنهادات در نظرات.